本发明提供一种用于引走浪涌电流或过电压的装置(1),所述装置具有开关工作位置(2)和开关元件(3)。所述开关工作位置(2)是为了在检测到过电压或浪涌电流时使所述开关元件(3)接通而设置的。所述开关元件(3)是一种可再次断开的半导体开关元件,其中所述接通是通过所述开关元件(3)工作在规定参数之外而实现的。
1.一种用于引走浪涌电流或瞬态过电压的装置(1),具有开关工作位置(2)和开关元件(3),其中所述开关工作位置(2)是为了在检测到过电压或浪涌电流时使所述开关元件(3)接通而设置的,其特征在于:所述开关元件(3)是可再次断开的半导体开关元件,以及所述接通是通过所述开关元件(3)暂时地工作在规定的连续工作栅射电压之外而实现的。
2.如权利要求1所述的装置,其特征在于,所述开关元件(3)的所述接通导致检测到的浪涌电流或检测到的过电压被引走。
3.如权利要求1或2所述的装置,其特征在于,所述开关元件(3)是绝缘栅双极电晶体管。
4.如权利要求1或2所述的装置,其特征在于:用于接通的开关时间短于1微秒。
5.如权利要求1或2所述的装置,其特征在于:用于再次断开的开关时间短于1秒。
6.如权利要求1或2所述的装置,其特征在于:所述装置可通过一个具有能量的电流脉冲来实现接通。
7.一种在用于引走浪涌电流或瞬态过电压的装置(1)中以绝缘栅双极电晶体管作为开关元件(3)的用法,所述装置具有开关工作位置(2)和开关元件(3),其中所述开关工作位置(2)是为了在检测到过电压或浪涌电流时使所述开关元件(3)接通而设置的,其特征在于:所述开关元件(3)的栅极和发射极之间的电压为20伏特或以上,其中,所述开关元件(3)的栅极和发射极之间的电压暂时地在规定的连续工作电压之外。
8.如权利要求7所述的用法,其特征在于,所述开关元件(3)的所述接通导致检测到的浪涌电流或检测到的过电压被引走。
9.如权利要求7或8所述的用法,其特征在于:所述开关元件(3)的栅极和发射极之间的电压仅在检测到的浪涌电流或检测到的过电压的流走期间施加。技术领域
本发明涉及一种用于引走浪涌电流或瞬态过电压的装置以及以绝缘栅双极电晶体管(Insulated-gatexa0bipolarxa0transistor,IGBT)作为用于引走浪涌电流或瞬态过电压的装置中的开关元件。
背景技术
强浪涌电流是例如在直接雷击时因感应附近的雷击而发生,在机器启动或有静电存在时也会发生。这种电流浪涌对于各种电气系统和负载会造成问题,但可以将它们消除。已知的用于引走浪涌电流或瞬态过电压的装置基于压敏电阻和/或气体避雷器和/或火花放电装置,它们各自与一个热隔离装置组合。在不同应用的过电压保护装置中,每个部件具有其相应的功能,并且各有其优缺点。这些装置一般都根据使用目的而称作避雷器、过压防护放电器、过电压保护装置或者电涌保护器(英语为“surgexa0protectivexa0device(SPD))”。在不同事件中发生的浪涌电流通常可以根据一个具有特征的浪涌电流形式来标示。在测试与认证时,会区分为所谓的10/350浪涌电流(以下称10/350μs,用于表征闪电电流)和8/20的脉冲电流(以下称8/20μs,用于表征其他情况)。这些浪涌电流脉冲是标准化的,例如在图1和图2中所示。图2示出的曲线下面积是被引走能量的大小。保护装置根据使用目的而用相应的试验脉冲进行测试,并划分防护等级。这种类别或类型的划分使得能够根据浪涌电流承载能力进行分类,其中第1类避雷器具有非常高的浪涌电流承载能力,而第2类或第3类避雷器的浪涌电流承载能力则相应地较低。一些已知的装置可能会导致会造成保护装置破坏的强大的放电电流。
发明内容
本发明为实现如下任务奠定基础:提供能够可靠地引走高浪涌电流且多次重复使用的经改进的保护装置。本发明课题的解决通过后附的独立权利要求的特征实现。权利要求书中阐述了本发明的有利配置。以下,参照附图根据优选实施例就本发明进行说明。
附图说明
图1为8/20μs浪涌电流的试验浪涌电流特性曲线;图2为10/350μs浪涌电流的试验浪涌电流特性曲线与8/20μs浪涌电流的试验浪涌电流特性曲线的关系;图3为用于引走浪涌电流的装置的一般布置;图4为根据本发明的用于引走浪涌电流的装置的一个实施例;图5为根据本发明的用于引走浪涌电流的装置的一个详细实施例;图6为3种不同类型的IGBT(A型、B型和C型)的结果;图7为根据本发明的用于引走浪涌电流的装置的另一实施例;以及图8为根据本发明的用于引走浪涌电流的装置的又一实施例。主要元件标记说明1用于引走浪涌电流的装置2开关工作位置3开关元件,IGBT4电源5负载D1齐纳二极管(图7),TVS-二极管(图8)D2TVS-二极管(图8),二极管(图7)D3齐纳二极管(图7),二极管(图8)D4二极管C1电容R1,R2,R3,R4电阻Q,Q2晶体管A2A2,施密特触发器
具体实施方式
图3示出了用于引走浪涌电流的装置1的一般布置。该装置1连接在示例性的负载5的输出端。该负载5应当有浪涌电流/过电压保护。在正常工作中,装置1在输入端与电源4连接。与电源4的连接不是绝对必要的,同样应该防止不连接的负载受到有害影响。图4示意性地表示一个电路,它是一个用于引走电流浪涌的本发明装置1的实施例。在该装置1中,设有开关工作位置2和开关元件3。开个位置2设置成(在检测到浪涌电流时)使开关元件3接通,从而引走浪涌电流/过电压。开关元件3是可再次断开的半导体开关元件。此外,该可再次断开的半导体开关元件工作在规定参数之外。在一个优选实施例中,可再次断开的半导体开关元件3是绝缘栅双极电晶体管(Insulated-gatexa0bipolarxa0transistor,IGBT),例如图5所示,用开关符号表示。IGBT的优点是,即使在临近电源电压的场合IGBT也可接通和断开电流。这意味着在一个避雷器上满足两个要求,即通过半导体元件的接通来引走浪涌电流和通过半导体元件的断开来抑制可能出现的电网续流。通常情况下,连续工作的栅极-发射极电压不得超过20伏。这是为了防止栅极下的薄绝缘层被击穿而破坏IGBT。平时使用中,经常将工作点选择在15V,以使开关损耗成为最小并保持小的开关时间。如果IGBT工作在参数以内,则IGBT能够在高达3kA的额定电流以连续运行的方式进行开关动作。根据申请人的认识,在通常的栅极驱动(栅射电压:U_GE=15V)下,IGBT可以引走高达约五倍于额定电流值的浪涌电流。如果浪涌电流幅度较大,则会出现所谓的“饱和”效应。这表明半导体没有提供足够的载流子,导电通道随后被退饱和,因而其电阻很快急剧增加。浪涌电流成为远高于此值,通常会导致半导体受到破坏。在另一个优选实施例中,可再次断开的半导体开关元件3是能够以提高的栅射电压工作的IGBT。根据申请人的进一步认识,在(短时)控制下,IGBT能够以明显高于规定栅射电压的电压引走比先前所描述的五倍额定电流高得多的电流脉冲。根据图6所示的结果,继续阐明这方面的认识。例如,一个额定电流IN=300A的IGBT在静态施加的栅射电压U_GE=45V的条件下能够非破坏性和不饱和地引走ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="422"/>的瞬态浪涌电流。图6中示出的是A型、B型和C型等三种不同类型的IGBT的结果。这里,第一列示出每种类型的额定电流,所探讨类型的额定电流为300A。第二列和第三列分别表示在浪涌电流加载和栅极工作在规定的连续工作栅射电压内的情况下的结果。在此情况下,连续工作的最大栅射电压为20V,并且IGBT以15V的电压工作。这已经表明浪涌电流的承载能力比连续电流承载能力高许多倍。第四列和第五列分别表示浪涌电流加载和栅极工作在超出规定的连续工作栅射电压的情况下的结果。在此情况下,最大的连续工作栅射电压为20V且IGBT以30V的电压工作。这表明,浪涌电流承载能力比工作在规定的连续工作栅射电压内时的连续电流承载能力高出多倍(约2到3倍)。第六列和第七列分别表示在浪涌电流加载和栅极工作在远超出规定的连续工作栅射电压的情况下的结果。在此情况下,最大的连续工作栅射电压为20V。A型IGBT以45V(第六列)或50V(第七列)工作,B型IGBT以40V(第六列)或45V(第七列)工作,C型IGBT以30V(第六列)或35V工作(第七列)。这表明,浪涌电流承载能力比连续电流承载能力提高多倍,也显然比在规定的连续工作栅射电压内工作的情况下的浪涌电流承载能力高(约2-3倍)。其他的研究表明,可能的栅射电压还可进一步提高,如果该电压不是静态地而是短时或暂时地施加。根据申请人的理解,看来在栅射电压显然过高的情况下,IGBT的最大可能的引出电流基本上取决于浪涌电流幅值,且基本上不受电流波形的影响。这说明,为了承受浪涌电流,半导体元件只有提供足够的载流子。因为IGBT极低的导通电阻,电流的持续时间可以忽略不计。由此能够基于这一技术,提供具有通过能力的避雷器。图7示出了构成用于引走浪涌电流的本发明装置1的可能方法。这里IGBT作为开关元件3使用。该IGBT例如作为所谓“撬棒”插入在两个电流传导路径′′+_protected(受保护)′′电流路径和′′-_protected′′电流路径之间。如果IGBT接通,则建立短路,其在受保护侧(用′′protected′′标示)连接负载5。短路持续时间可在数微秒到几毫秒的范围。该短路可以通过使用IGBT而重新断开。IGBT表现为由电压控制的开关。然而,该开关在一定范围内显示出失效,即当寄生的栅电容C_G未被充分充电时。由于此原因,在图7的实施例中示出了一些其他构成元件,其中一些承担这样的任务:使栅电容在很短时间被加载到预定的20V以上的开关电压,从而迅速离开部分充电的失效控制区域。开关电压的过载要通过适当的方式阻止,因为这会使开关元件3面临破坏。第一实施例的作用方式将参照图7更详细地说明。首先,描述接通且因此导致经由开关元件3的“短路”的情况。为简明起见,图中示出了单极的电路变型,即直流电压变型。然而,所属领域的技术人员显然知道,对于交流电压工作方式,可以将两个这样的电路变型结合而形成,因此后文只继续描述单极变型。在图7所示的实施例中,响应特性/保护等级可通过合适地确定齐纳二极管D3的规格来调整。一旦输入端(标示为′′+′′和′′-′′)的电压超过齐纳二极管D3的齐纳击穿电压V_BO,齐纳二极管D3就导通。也可轻易地使用其他电路来实现可调节的动作电压或提供自动额定电压检测。如果齐纳二极管D3导电,则电容C1可通过二极管D4充电。D4也可防止当开关元件3处于接通状态时放电,例如当输入端电压崩溃时。在一个优选实施例中,选择这样的电容:该电容具有往栅极方向看到的容量的量级或更大容量。在这种情况下,保守估计的下限是构成一个为栅电容C_G本身约2倍的电容。此外,在图7的示范性实施例中,设有一种固态放电管(Sidactor)。如果由电容C1充电达到固态放电管的阈值,则该固态放电管点火。该固态放电管的点火导致由电容C1的放电对栅电容C_G进行极快的充电。这使得开关元件3在很短时间内被施加开关电压,因此迅速离开部分充电的失效控制区域。该固态放电管继续保持导电,直至达到维持电流I_H。电阻R2承担使电容C1缓慢放电的任务,例如在漏电过程结束后,或者,当该电容虽然被预充电但无需漏电过程时。在图示的实施例中,还可设有齐纳二极管D1,这将栅射电压限制在最大允许值上。此最大允许值是20V及以上。此最大允许值大于连续运行值。不言而喻,只要开关元件3没有被控制成导通,齐纳二极管D1就是漏电路径的一部分,其规格应被相应地确定。在另一个实施例中,可以在往栅极的途中设置电阻R_gate,以在给栅电容充电时限制充电电流。在另一个实施例中,还可在开关元件3的从集电极C至发射极E的控制路径上设置(即串联连接)功率二极管,以改善反向阻断能力。以上已就接通过程作了描述,以下将对接通过程进行更详细的描述。应该指出的是,开关元件3由于其电压控制而将继续导通,直至它被断开。为了提供有效的断开,设有一个断开路径。该断开路径例如通过开关Q1和R1实现。该开关Q1例如可以是晶体管,但并不限于某一种技术。如果断开路径处于静止状态,则晶体管Q1被截止,在开关图中该开关断开。在浪涌电流/过电压结束时,“栅极关断”触发器将开关Q1接通,即晶体管Q1通过控制而导通。通过这种接通,又保证栅电容快速放电,因此,再次出现迅速离开部分充电的失效控制区域的切断过程。放电过程的持续时间和放电电流可由R1确定。经过预先设定的时间,“栅极关断”触发器将开关Q1重新关断。一个合适的“栅极关断”触发器可以是任何类型的检测浪涌电流/过电压结束的检测电路。一个合适的“栅极关断”触发器有利地提供具有某一幅值和持续时间的矩形波,其大小被确定为可使开关元件3放电。合适的检测电路可以例如基于分析电流相对于时间的变化(dI/dt测定),例如斜坡和过零点检测。有效的电路是建立在例如电感耦合的基础上。以下,参照图8就第二实施例的工作方式作更加详细的说明。首先,就接通即通过开关元件3导致“短路”进行说明。为简明起见,图中示出了单极的电路变型,即直流电压变型。然而,所属领域的技术人员显然知道,对于交流电压工作方式,可以将两个这样的电路变型结合而形成,因此后文只继续描述单极变型。在图8所示的实施例中,响应特性/保护等级可通过适当地确定TVS二极管(瞬态电压抑制二极管)D2的大小来调整。一旦输入端(标示为′′+′′和′′-′′)的电压超过TVS二极管D2的击穿电压VBO,TVS二极管D2就导通。也可轻易地使用其他电路来实现可调节的动作电压或提供自动额定电压检测。如果TVS二极管D2导通,则电容C1可通过二极管D3充电。D3也可防止当开关元件3处于接通状态时放电,例如当输入端电压崩溃时。在一个优选实施例中,选择这样的电容,该电容具有往栅极方向看到的容量的量级或更大容量。从而能够实现:除了给栅电容充电以外,还有足够的能源可在漏电过程中给其他构成元件充电。这些其他构成元件和它们的功能将在下文予以详述。如果TVS二极管D2成为导通,则电容C1被充电并且通过由R5和D4构成的分压器向构成元件A2和一个双稳元件提供电源电压“V_Supply_Logic(电压源逻辑)”。电容C1两端的电压借助于施密特触发器A2和由R3和R4构成的分压器进行监测。如果该电容器达到预定电压,则通过R3/R4分压器在施密特触发器A2的输入端出现高于上开关电平的电压,并且施密特触发器A2控制双稳元件的输入。双稳元件的输出又转而控制由Q1和Q2构成的互补射极跟随器。Q1和Q2可以是晶体管,但并不限于某一种技术。由Q1和Q2构成的射极跟随器转而又控制开关元件3(IGBT)的栅极。通过双稳元件对晶体管Q1和Q2的基极的控制相当于图7所示的实施例中固态放电管的点火。该基极控制(Q2截止、Q1导通)导致通过电容C1的放电而对栅电容C_G进行极快的充电。这使得开关元件3在很短的时间内被施加开关电压,从而迅速离开部分充电的失效控制区域。在另一个实施例中,还可在通往栅极的途中设置电阻R_gate,以限制栅电容充电期间的充电电流。在图示的实施例中,还可设有TVS二极管D1,这将栅射电压限制在最大允许值上。此最大允许值是20V及以上。此最大允许值大于连续运行值。不言而喻,只要开关元件3没有被控制成导通,TVS二极管D1就是漏电路径的一部分,其大小应被相应地确定。在另一个实施例中,还可在从开关元件3的集电极C到发射极E的控制路径上设置功率二极管,以提高反向阻断能力。以上已对接通过程作了描述,随后将对断开过程作详细说明。应该指出的是,由于其电压,控制开关元件3将继续保持导通,直到它被切断。为了提供有效的断开,按照提议设有一个断开路径。该断开路径例如通过双稳元件的复位而实现,这又通过一个“栅极关断”触发器进行控制。在浪涌电流/过电压结束时,“栅极关断”触发器将双稳元件复位,即射极跟随器Q1/Q2被相反地控制(Q1截止、Q2导通),该控制导致栅电容C_G极快地放电。因此,开关元件3可在短时间内放电,从而迅速离开部分充电的失效控制区域。一个合适的“栅极关断”触发器可以是任何类型的检测浪涌电流/过电压结束的检测电路。一个合适的“栅极关断”触发器有利地提供具有某一幅值和持续时间的矩形波,其大小被确定为可使开关元件3放电。合适的检测电路可以例如基于分析电流相对于时间的变化(dI/dt测定),例如斜坡和过零点检测。有效的电路是建立在例如电感耦合的基础上。此外,电容C1可以通过分压器R3/R4缓慢放电。因此,电路可以重新回到其原始状态。对于所属领域的技术人员显而易见的是,在根据图7和图8所示的实施例中的电路中,作用相同的部件可以互换。在另一些实施例中,所述装置可以设有显示装置,这些显示装置以声学和/或光学方式显示对于浪涌电流/过电压的响应,或经由远程线路告知其他系统。通过选择合适的构成元件,可以使开关元件的接通时间达到短于1微秒。也可以通过适当地选择构成元件来使开关元件的再次断开的开关时间达到短于1微秒。